Mediciones de corriente inducidas por haz de rayos X para microscopía de rayos X multimodal de células solares

La ventaja clave de utilizar la amplificación de bloqueo para mediciones XBIC es el aumento espectacular de la relación señal-ruido en comparación con las mediciones con amplificación estándar. Los ajustes de medición que son particularmente críticos para las mediciones XBIC de bloqueo en amplificado exitosas se discutirán en las primeras cinco secciones. Son: (a) modulación de la señal; (b) preamplificación; (c) mezcla de señal en el LIA; (d) frecuencia de filtro de paso bajo del LIA; (e) roll-off de filtro de paso bajo del LIA. Las ilustraciones de los impactos de estas configuraciones se muestran en la Figura 3, Figura 4, Figura 6. Para las mediciones, una configuración delaboratorio utilizó un láser rojo ( ) en lugar de un haz de rayos X, modulado a 2177.7 Hz por un helicóptero óptico. Los tubos fluorescentes sirvieron como fuente para la luz de polarización. El DUT era una célula solar de película delgada con un absorbedor Cu(In,Ga)Se2 (CIGS). Aunque se elegirían diferentes ajustes de medición para otros DUT, las directrices generales descritas aquí para encontrar ajustes adecuados son válidas para una variedad de DUT, como células solares con diferentes capas absorbentes o nanohilos. El PA se utilizó con un factor de amplificación de . Los efectos discutidos aquí se aplican igualmente a otros preamplificadores. Si no se especifica nada más, el roll-off del filtro de paso bajo del LIA fue de 48 dB/oct. Las siguientes secciones (f)-(i) muestran resultados ejemplares para mostrar las posibilidades y desafíos de las mediciones XBIC junto con otros modos de medición. En (f), se discuten desafíos específicos de las mediciones XBIC en el modo de escaneo de vuelo. En (g), se combinan las mediciones XBIC y XRF de una célula solar CIGS, y el efecto de la amplificación de bloqueo se discute con voltaje de sesgo aplicado. En (h), XBIV se agrega como un modo de medición para una célula solar CIGS. En (i), se muestran los datos XBIC y de composición de XRF de un nanohilo CdS. Para todas las mediciones XBIC en las secciones (f) a (i), utilizamos un PA y un LIA como se especifica en la Tabla de Materiales y Reactivos. (a) Modulación de la señal entrante La Figura 3 muestra la respuesta DUT preamplificada medida por un ámbito sin (fila superior) y con la luz de polarización (fila inferior) activada. A medida que el PA convierte las corrientes en voltajes, la señal mostrada está en voltios. Es negativo debido al contacto de la célula solar, con los contactos de tipo p y n conectados al escudo y al núcleo de la entrada del PA, respectivamente. En las mediciones XBIC, el contacto de las células solares se rige por la puesta a tierra necesaria del contacto frontal como se describe en la sección 1.3.6. del protocolo. Comparando la Figura 3A y la Figura 3D,observamos una señal de desplazamiento en el orden de 8 mV que se desplaza a -65 mV encendiendo la luz de polarización de los tubos de fluorescencia. Además, la variación de la señal en escalas de tiempo cortas se ve significativamente mejorada por la luz de polarización. Tal desplazamiento de sesgo de aproximadamente 70 mV puede resultar problemático, debido a los límites en el rango de aceptación del PA y LIA. Como nos gustaría utilizar el rango completo del PA, es preferible un pequeño desplazamiento como en la Figura 3A-C. Por lo tanto, todas las fuentes de sesgo involuntario, como la iluminación ambiental, deben eliminarse. La adición de una fuente de fotones picado, como se muestra en la Figura 3B,C,E,F, aumenta la señal inducida en la misma cantidad – aproximadamente 66 mV – para ambos con y sin luz de polarización, cuando el haz pasa a través de la hoja del helicóptero; cuando el haz es bloqueado por la cuchilla, la señal permanece en el nivel del desplazamiento respectivo, como se espera. La frecuencia del helicóptero es distinta en la señal de la Figura 3B y 3E con un período de ms. En la Figura 3D-F,observamos una modulación adicional a una frecuencia de 90 kHz. La fuente de esta modulación de alta frecuencia es el lastre electrónico del tubo fluorescente, que se acciona a 45 kHz. Aunque la amplificación de bloqueo es capaz de diferenciar las contribuciones de diferentes frecuencias de modulación, como se mostrará en la Figura6, la reducción de la señal de ruido es primordial para una buena medición. La luz ambiental es sólo una fuente posible, pero otra electrónica también puede inducir ruido, que luego se superpondría a la señal. Tenga en cuenta que la luz de polarización no siempre es ruido no deseado, pero a menudo la luz de polarización se aplica a propósito para establecer el DUT en condiciones de funcionamiento. En la Figura 3B,C,E,F, observamos además que la respuesta del DUT tras el cambio de la intensidad de irradiación se retrasa. Estos efectos de tiempo de subida se discutirán con mayor detalle en la siguiente sección y se originarán aquí a partir de dos efectos distintos: en primer lugar, el fuerte aumento y la disminución de la respuesta DUT en la modulación de 2177.7-Hz se retrasa por el filtro de paso bajo en el PA. En segundo lugar, la señal continúa aumentando/disminuyendo a escalas de tiempo más lentas (por ejemplo, visible entre 0,68 y 0,80 ms en la Figura 3C),lo que atribuimos a la cinética de ocupación de los estados de defecto en la célula solar. (b) Preamplificación El PA no sólo amplifica la señal modulada del DUT, sino que puede cambiar significativamente su forma de onda. Como se detalló anteriormente, los contactos de la célula solar son tales que un voltaje negativo se mide sobre la iluminación. No se ha añadido luz de polarización para las mediciones que se muestran en la Figura4. Las mediciones se tomaron con el aumento de los tiempos de aumento del filtro para demostrar sus efectos cuando la resistencia a la amplificación se mantiene constante. En muchos casos, los tiempos de aumento del filtro se acoplan por hardware a la amplificación. Cuanto más fuerte es la amplificación, más largo es el tiempo de respuesta, y más pequeño es la frecuencia de corte del filtro de paso bajo en el PA36,37. Con un tiempo de subida de filtro de 10 s como en el panel superior de la Figura4, la señal apenas se retrasa, abarca el rango nominal de pico a pico de aproximadamente 10 mV a -65 mV, y alcanza las mesetas en los valores máximos. Con el tiempo de subida del filtro de 100 os, los efectos de retardo son visibles en la señal modulada, pero la modulación sigue siendo distinta y la amplitud está en un rango similar al de 10 s. Un tiempo de subida del filtro de 1 ms es más largo que el período de la modulación (0,46 ms). Por lo tanto, la modulación se suprime a amplitudes por debajo de 10 mV y la forma refleja sólo el comienzo del borde ascendente y descendente, que obviamente no es adecuado para mediciones cuantitativas XBIC. Esta conexión entre el tiempo de ganancia y el aumento del filtro debe tenerse en cuenta especialmente para la combinación de frecuencias de modulación rápidas, con amplificación fuerte. (c) Mezcla de señales La diferencia clave entre la amplificación de señal estándar y la amplificación de bloqueo es la mezcla de la señal DUT con una señal de referencia y la posterior supresión de frecuencias altas por un filtro de paso bajo. La trayectoria de la señal para la mezcla se representa en la Figura5. Para la discusión de la mezcla de señales, se hacen algunas simplificaciones. La señal de referencia se puede describir como una señal sinusoidal (6) , donde está la amplitud y es la frecuencia de modulación de la señal de referencia. La señal modulada del DUT alimentada en el LIA se puede representar de una manera similar a (7) , donde está la amplitud y es la frecuencia de modulación de la señal DUT, y es un desplazamiento de fase de la señal DUT a la señal de referencia. A partir de (1) y (2), la señal mixta es: (8) . La frecuencia de modulación del DUT es la frecuencia de referencia, . Por lo tanto, el principio trigonométrico (9)  se puede utilizar para reescribir como la suma de dos términos con diferentes frecuencias: (10) . El filtro de paso bajo mitiga la señal rápida de tal manera que la señal amplificada de bloqueo se puede aproximar38,39 como (11) . La señal DUT mezclada con la señal de referencia se denomina componente en fase, y la señal DUT mezclada con la referencia de desplazamiento de fase de 90o se denomina componente de cuadratura: (12)  (13) . De Eq. (12) y (13), la amplitud RMS (14) así como la fase (15) de la señal mixta se puede obtener con la función tangente arcus de dos argumentos. Muchos LIA tienen una fase interna ajustarse a cero durante las mediciones. (d) Frecuencia del filtro de paso bajo La Figura 6 muestra el efecto de la luz de polarización y diferentes configuraciones de filtro de paso bajo en la amplitud RMS amplificada de bloqueo, . Utilizamos un LIA que nos permitió grabar la señal resultante de diferentes parámetros de filtro simultáneamente. La frecuencia de corte de un filtro de paso bajo define la frecuencia, con la que la señal se atenúa al 50%. Mientras se transmiten frecuencias más bajas, se suprimen las frecuencias más altas. Figura 6A,E muestra la señal directa con 466,7 kHz, lo que efectivamente no elimina el ruido o modulaciones de menor frecuencia, pero les permite pasar con la señal sin procesar. La conversión de la señal preamplificada en  bruto a la amplitud RMS conduce a un factor adicional de frecuencias suficientemente inferior. Por ejemplo, una tensión de entrada constante de es salida como . Mientras que el desplazamiento medio en la Figura 6E es insignificante sin luz de sesgo (en promedio 2 mV), aumenta a una media de alrededor de 75 mV con luz de polarización (Figura6A). La diferencia es de resistencia comparable entre la Figura 3A y la Figura 3D, pero tenga en cuenta que se trataba de mediciones separadas. En ambos casos, activar la fuente de corte conduce a un aumento significativo  en , y la variación de pico a pico de corresponde a la variación de pico a pico de la señal bruta que se muestra en la Figura 3B y la Figura 3E . En la Figura 6B,F, la amplitud RMS se muestra después de utilizar un filtro de paso bajo con 1000 Hz. Una vez más se puede observar un desplazamiento en la Figura 6B debido a la luz de polarización, pero el desplazamiento es más pequeño con alrededor de 18 mV en promedio. Este desplazamiento es causado por la modulación de 100 Hz de la luz fluorescente, mientras que la modulación de 90 kHz está bloqueada por el filtro de paso bajo. Además, el nivel de ruido del estado de “viga encendido” sigue siendo significativo con una variación de pico a pico alrededor de 46 mV, mientras que el valor medio de la señal asciende a 32 mV. Sin luz de polarización (Figura6F) la variación de pico a pico asciende a unos 17 mV durante el ‘viga encendido’ con un valor medio de 23,5 mV. El desplazamiento medio durante el ‘rayo apagado’ es menor que 0,5 mV. Estas mediciones muestran que la combinación de un filtro de paso bajo con 1000 Hz y una frecuencia de corte de 2177,7 Hz no es ideal: la señal que lleva la frecuencia de modulación sólo se elimina parcialmente, pero no se suprime por completo por la paso baja Filtro. La parte restante conduce a variaciones significativas  de pico a pico durante el estado de “viga en”. Cuando hay luz de polarización, la modulación de 100 Hz debido a la frecuencia neta de las lámparas de fluorescencia aumenta aún más los valores de pico a pico. En la Figura 6C,G, la influencia de la luz de polarización se puede ver como mínima: el filtro de paso bajo de 10,27 Hz corta la mayoría del ruido y la modulación de la luz fluorescente, y se puede extraer una señal clara inducida por el haz. Aunque apenas son visibles aquí, el desplazamiento y la propagación del ruido son todavía ligeramente mayores con la luz de polarización. Esto puede ser causado por la luz perdida que pasa a través de la rueda del helicóptero hacia el DUT. Por lo tanto, es aconsejable implementar el helicóptero muy aguas arriba para evitar la modulación de la luz perdida. Figura 6D,H son un zoom en el cambio de ‘viga encendido’ a ‘rayo apagado’ después de 6 s en la Figura 6B,C,F,G, respectivamente. La modulación superpuesta a 100 Hz (frecuencia de las lámparas de fluorescencia) es visible en la Figura 6D para el filtro de paso bajo con 1000 Hz. Tenga en cuenta también el retraso en la señal después del filtro con 10,27 Hz en comparación con la señal después del filtro con 1000 Hz, cuando el haz está apagado. Al igual que en el caso de los tiempos de subida lentos del PA, el bajo del filtro de paso bajo en el LIA causa una adaptación más lenta de los cambios de señal. En conjunto, hemos encontrado que un filtro de paso bajo con 10,27 Hz y un roll-off de 48 dB/oct (ver sección siguiente) ofrece en este caso el mejor compromiso entre la velocidad de escaneo rápida (a favor de valores altos) y la supresión de luz de polarización o ruido (en valores bajos, lo más importante, por debajo de la frecuencia de la red 50 Hz). (e) Roll-off de filtro de paso bajo Como muchos amplificadores de bloqueo digitales, el modelo que se utilizó aquí emplea los llamados filtros RC de tiempo discreto o filtros de media móvil exponencial cuyas características son muy cercanas a las de un filtro RC de resistencia-capacitor analógico40. Aparte de la frecuencia de corte del filtro que se ha discutido en la sección anterior, solo hay un parámetro libre, el orden del filtro, que define la pendiente del corte como dB/oct. La Figura 7A muestra el efecto del orden del filtro en la atenuación dependiente de la frecuencia para diferentes frecuencias de corte que corresponden a las constantes de tiempo ms y ms. Las constantes de tiempo entre estos dos extremos son adecuadas para la mayoría de los XBIC Medidas. La atenuación del filtro se ha calculado40 en el dominio de frecuencia como el valor absoluto cuadrado de la compleja función de transferencia (16)  como una función de la frecuencia y un filtro de orden con una constante de tiempo . Las funciones de transferencia de filtros de orden superior se obtienen mediante la multiplicación de las funciones de transferencia de los filtros individuales conectados en serie. Similar a , definimos y como las frecuencias, en las que la atenuación es de 5% y 95%, respectivamente. El producto de estas frecuencias y es constante y se da en la Tabla 1 para la conversión entre las frecuencias de corte y la constante de tiempo de filtro. En el dominio de tiempo, la respuesta de filtro para se calcula recursivamente a partir de una señal de entrada que se define en tiempos discretos, , , , etc., espaciado por el tiempo de muestreo: (17)  La respuesta de los filtros con se calcula mediante la iteración múltiple de Eq. 17 con calculado a partir de y . La respuesta del filtro a una función de paso creciente (en el momento 0) y decreciente (en el momento ) se muestra en la Figura 7B para las órdenes de filtro 1 a 8, en función del tiempo en unidades de . Observe que la respuesta se retrasa con respecto a la señal de entrada y que este retardo aumenta con . El retardo se cuantifica en el Cuadro 1 como las veces , , y , dentro de las cuales la señal transmitida alcanza 5%, 50% o 95%, respectivamente. La elección del despliegue correcto del filtro es tan crítica como la frecuencia de corte al diseñar el experimento. En la aplicación 1 presentada en la sección (g), se han obtenido mediciones XBIC de alta calidad con una frecuencia de helicóptero de 1177 Hz, tiempo de permanencia de 100 ms y frecuencia de corte de 40 Hz en la orden de filtro 8. Con los números de la Tabla 1, esto se traduce en , y . Este tiempo es considerablemente más corto que el tiempo de permanencia, de tal manera que no se introducen artefactos de retardo. (f) Corrección del tiempo de permanencia En las mediciones clásicas de modo escalonado, la etapa de escaneo se mueve a la posición nominal, y el inicio de la medición en esa posición de píxel se activa después de alcanzar la posición precisa. Para tiempos de permanencia cortos, el tiempo de sedimentación se convierte en limitado rindedezal para el tiempo de escaneo general, lo que motiva los llamados modos de exploración de mosca o de medición continua: allí, la etapa de escaneo se mueve continuamente y los datos de medición se atribuyen a píxeles con el codificado posición de etapa en el postprocesamiento. Sin embargo, esto puede llevar a problemas adicionales como se muestra en la Figura8. En este caso, los motores de la etapa de la muestra no se movían uniformemente en la dirección, lo que resultó en tiempos de permanencia variables por píxel (consulte la figura 8A). Las variaciones de tiempo de permanencia se traducen directamente en variaciones en las mediciones XBIC, como se ve en la Figura 8C. Por lo tanto, la señal XBIC necesita ser normalizada al tiempo de permanencia, cuyos resultados se muestran en el cuadro 8D. Del mismo modo, las variaciones en la intensidad del haz (que se muestran en la Figura 8B)a menudo deben tenerse en cuenta mediante la normalización al flujo de fotones. La señal XBIC normalizada al flujo de fotones se puede ver en la Figura 8E; para un error mínimo en la cuantificación XBIC absoluta, el flujo de fotones en sí se ha normalizado a su valor medio. La Figura 8F muestra el mapa XBIC normalizado al tiempo de permanencia, así como al flujo de fotones, lo que redujo el impacto de la mayoría de los artefactos de medición. Por último, la Figura 8G muestra los datos XBIC después de la conversión de una tasa de recuento a la actual utilizando Eq. (1). (g) Aplicación 1: XBIC de una célula solar con voltaje de sesgo y XRF La Figura 9A-B muestra el impacto de la amplificación de bloqueo en la relación señal-ruido en las mediciones de corriente inducida por haz de rayos X. La disposición de la señal directa es evidente en la Figura 9A:los contrastes de intensidad fuertes de línea a línea son indicativos de artefactos de medición, y las finas variaciones XBIC del DUT se entierran en la señal que cambia arbitrariamente. Por otro lado, estas características finas son claramente visibles en la Figura 9B. Tenga en cuenta que el nivel de ruido en la Figura 9A es inusualmente alto por razones desconocidas a pesar de la optimización de la configuración antes de las mediciones. En tales casos, la mejora de la relación señal-ruido por amplificación de bloqueo es dramáticamente mayor que en los casos de relación señal-ruido ya alta con amplificación estándar (por ejemplo, aplicación 3 en la sección i)), donde la amplificación de bloqueo sólo mejoras marginales. Con el PA, adelante (Figura9C)y reverso (Figura9D)se aplicaron tensiones de polarización de -50 mV y +50 mV, respectivamente, a la muestra y al área de la Figura 9A-B reescaneada. Las características dominantes visibles en la Figura 9B siguen siendo visibles en la Figura 9C y la Figura 9D,pero son menos distintas ya que los mapas son más ruidosos. Esto se debe a que la aplicación de tensión de polarización o luz de polarización induce una corriente directa que a menudo es órdenes de magnitud mayor que la señal XBIC modulada. En última instancia, la relación de señal directa a modulada limita la aplicabilidad de la amplificación de bloqueo. A pesar de la mala relación señal-ruido, vale la pena señalar que la amplificación de bloqueo permite el mapeo del rendimiento de la célula solar a la nanoescala con voltaje de polarización y luz de polarización aplicada, que difícilmente sería posible de lo contrario30. Como el rendimiento de la célula solar CIGS se correlaciona con la composición de la capa absorbente7,41, medimos la señal XRF simultáneamente con el XBIC. En la Figura 9E-F, se presentan las concentraciones de Ga y In. Ambos elementos forman parte de la capa absorbente y su relaciónse considera de gran influencia para el rendimiento de la célula solar 7. Las estadísticas de Ga son mucho mayores que para In, que se debe al mayor coeficiente de absorción y menos autoabsorción a la energía de excitación de 10.4 keV. Debido a las bajas estadísticas, las entidades en el mapa De son casi invisibles, mientras que la concentración de Ga es lo suficientemente clara como para estar correlacionada con el rendimiento eléctrico en la Figura 9B. Para una señal de in más alta, uno podría elegir tiempos de permanencia más largos o elegir una energía de absorción con mayor sección transversal de absorción. Esto ilustra la importancia de un tiempo de permanencia suficientemente largo, así como la adaptación de la energía del haz a los elementos de interés. Con largos tiempos de permanencia y mapas grandes, hay que tener en cuenta otro punto: durante las mediciones que abarcan varias horas, la deriva de la muestra puede convertirse en un problema crítico. Las fluctuaciones térmicas (particularmente después del cambio de muestra o grandes movimientos del motor con una disipación de calor deficiente) y la inestabilidad de los componentes mecánicos de la etapa a menudo conducen a la deriva de la muestra como se puede ver comparando las posiciones verticales de la Figura 9D y Figura 9B. (h) Aplicación 2: XBIC de una célula solar con XBIV y XRF La Figura 10 muestra un escaneo multimodal de una célula solar CIGS, donde la célula se opera bajo condición de cortocircuito que mide XBIC en la Figura 10A,y bajo condición de circuito abierto que mide XBIV en la Figura 10B. La medición XRF mostrada en la Figura 10C se tomó simultáneamente con la medición XBIV. Para recopilar suficientes recuentos de XRF, el tiempo de permanencia por píxel fue de 0,5 s para la Figura 10B-C en comparación con 0,01 s en la Figura 10A. En consecuencia, se podría utilizar una frecuencia de corte más baja en el filtro de paso bajo para la medición XBIV en comparación con la medición XBIC (10,27 Hz frente a 501,1 Hz, ambas con 48 dB/oct). Solo para las mediciones XBIV, podríamos haber utilizado la misma configuración de tiempo de permanencia y filtro de paso bajo que para la medición XBIC con una relación señal-ruido similar. Sin embargo, en general era más eficiente en el tiempo combinar XBIV con mediciones XRF con la medición XRF que rige el tiempo de permanencia, que realizar mediciones XBIV y XRF separadas. Comparando la Figura 10A, y la Figura 10B, observamos que la corriente de cortocircuito, medida como XBIC, y la tensión de circuito abierto, medida como XBIV, están correlacionadas: grandes áreas de alto y bajo rendimiento son visibles en ambos modos de medición. Esto indica que las variaciones de espesor locales y / o recombinación dominan la actuación aquí, en lugar de variaciones de banda, lo que llevaría a tendencias opuestas en XBIC y XBIV28. Además, teniendo en cuenta la Figura 10C, se puede ver que ciertas áreas con bajo rendimiento, como en correlación con la baja tasa de recuento de Cu, mientras que el rendimiento no está correlacionado con la tasa de recuento de Cu en otras áreas. (i) Aplicación 3: XBIC y XRF de un Nanowire Más allá de las células solares, los nanohilos en contacto24 o nanohojas, así como los puntos cuánticos, son otros ejemplos de DUT que pueden beneficiarse de las mediciones XBIC amplificadas de bloqueo. Para la demostración, la Figura 11A muestra la distribución elemental de las mediciones XRF, y la Figura 11B el mapa XBIC correspondiente de un nanohilo CdS. Los dos contactos hechos de Pt y el cable CdS son claramente distinguibles, y la señal XBIC muestra una respuesta eléctrica coincidente. Especialmente notable es el hecho de que XBIC puede revelar el rendimiento eléctrico del nanohilo debajo del contacto Pt, que es exclusivo de las nano sondas de rayos X y atribuible a la alta profundidad de penetración de los rayos X duros. La complementación de la composición del material y las propiedades eléctricas del nanohilo demuestra de manera ejemplar las ventajas de las mediciones multimodales de rayos X. Figura 1 : Configuración para mediciones de corriente inducida por haz de rayos X amplificado de bloqueo (XBIC) en un dispositivo sometido a prueba (DUT). El camino de la viga se representa en rojo. Las formas verdes indican fluorescencia de rayos X (XRF) opcional y detectores de área para mediciones multimodales, el amarillo indica luz de polarización opcional. Los componentes de hardware para las mediciones XBIC son de color negro, mientras que las rutas de señal XBIC son azules con salidas de señal y entradas mostradas como círculos llenos y vacíos, respectivamente. Antes de la adquisición de datos (DAQ), la señal de CC (corriente directa) y CA (corriente alterna) se convierte de una tensión a una frecuencia (V2F). Para trayectos de señal alternativos nos referimos a la parte (a) de la sección de discusión. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura. Figura 2 : Ejemplo de un soporte de muestra cinemática optimizado para mediciones multimodales de microscopía de rayos X, incluida la corriente inducida por haz de rayos X. Los alambres de cobre finos se montan en los contactos frontal y posterior de una celda solar Cu(In,Ga)Se2 (CIGS) con pintura plateada, y se conectan a los contactos de la placa CI. La cinta de poliimida se utiliza para separar los cables, evitando cortocircuitos en la muestra. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura. Figura 3 : Respuesta de células solares preamplificadas tras la irradiación con luz de polarización y haz modulado. Fila superior sin luz de sesgo, fila inferior con luz de polarización: A y D – haz apagado; B & E – viga encendido; C & F – zoom en el rectángulo rojo de B & E. Por favor, haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura. Figura 4 : Respuesta de celda solar después de la preamplificación con tres tiempos de aumento de filtro diferentes (10 s – azul, 100 s – rojo, 1 ms – verde) en el preamplificador. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura. Figura 5 : Procesamiento de señal por el amplificador de bloqueo31. es la entrada de señal del DUT y es la señal de referencia delhelicóptero. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.    Figura 6 : Fijación de RMS amplificada con frecuencias de corte del filtro de paso bajo 466,7 kHz (azul), 1 kHz (púrpura), 10,27 Hz (rojo) y filtro constante de 48 dB/oct. El DUT era una célula solar Cu(In,Ga)Se2 con luz de polarización (A, B, C, D) y sin (E, F, G, H) aplicada. Los tiempos en que la viga de fotón picada se encendió y desapagaba se indican en las figuras como líneas discontinuas verticales. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.   Figura 7 : Efecto de los ajustes de filtro de paso bajo en el amplificador de bloqueo. A – Atenuación por el filtro de paso bajo en el dominio de frecuencia para dos constantes de tiempo (ms y ms) y para los pedidos de filtro 1 a 8. B – Respuesta de señal transmitida del filtro de paso bajo en el dominio de tiempo, en unidades de la constante de tiempo, para las órdenes de filtro 1 a 8 en el cambio de paso-como de la señal de entrada de 0 a 1 en el tiempo 0 y de 1 a 0 en el tiempo. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.   Figura 8 : Medición de Fly-scan de una célula solar Cu(In,Ga)Se2 en la línea de haz P06 en PETRA III, tomada a 15.25 keV de energía fotón con un flujo enfocado de alrededor de ph/s. El PA se   utilizó con 106 V/A,y el LIA con Hz (48 dB/oct). A – tiempo de permanencia, B – flujo de fotones, C – corriente inducida por haz de rayos X (XBIC); Mapa XBIC normalizado a: D – tiempo de permanencia, E – flujo de fotones normalizado a su valor medio, F – tiempo de permanencia y flujo de fotones normalizado. G – señal XBIC normalizada después de la conversión de la tasa de recuento a la corriente usando Eq. (1). Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.  Figura 9 : Mediciones de corriente inducida por haz de rayos X (XBIC) y fluorescencia de rayos X (XRF) de una célula solar Cu(In,Ga)Se 2, tomada en la línea de haz ID16B en la Instalación Europea de Radiación Sincrotrón con un flujo focalizado en el orden de ph/s. El PA se utilizó con V/A, el LIA con Hz (48 dB/oct). La energía del haz era de 10,4 keV, la frecuencia del helicóptero era de 1177 Hz y el filtro de paso bajo se cortó a 40 Hz. El tiempo de permanencia era de 100 ms y el tamaño del píxel era de 40 nm x 40 nm. Los mapas A, B, E y F fueron tomados al mismo tiempo; C y D son retakes después de 50 min y 113 min, con 50 mV de tensión de sesgo hacia adelante y hacia atrás aplicada, respectivamente. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.       Figura 10 : Medición multimodal de una célula solar Cu(In,Ga)Se 2, tomada en la línea de haz P06 en PETRA III con un flujo focalizado de aproximadamente ph/s. La energía del haz era de 15,25 keV, la frecuencia del helicóptero era de 8015 Hz y el tamaño de píxel 50 nm x 50 nm. A – Corriente inducida por haz de rayos X (XBIC) medida con un tiempo de permanencia de 0,01 s, un PA con 106 V/A y un LIA con Hz (48 dB/oct); B – Tensión inducida por haz de rayos X (XBIV) que cubre la misma área que el panel A, medida con un tiempo de permanencia de 0,5 s y una LIA con Hz (48 dB/oct); C – Tasa de recuento de Cu de una medición de fluorescencia de rayos X (XRF), tomada simultáneamente con la medición XBIV. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.          Figura 11 : Medición multimodal de un nanohilo CdS con contactos Pt, tomada en la línea de haz 26-ID-C de la Fuente Avanzada de Fotones con una energía de haz de 10.6 keV. A – Distribución de Pt y Cd a partir de una medición de fluorescencia de rayos X. B – Medición de corriente inducida por haz de rayos X (XBIC) tomada simultáneamente con la medición XRF, sin amplificación de bloqueo. Haga clic aquí para ver una versión más grande de esta figura.  Tabla 1: Para los filtros RC de tiempo discreto de los pedidos 1 a 8, el producto de la constante de tiempo y la frecuencia, en la que la señal se atenúa en un 5% (), 50% () y 95% (), es constante y se da en la parte superior . En la parte inferior, se da el retardo detiempo, dentrodel cual laseñal alcanza el 5% ( ), 50% ( ), y 95% ( ), en unidades de la constante de tiempo y de la frecuencia de corte inversa . Por favor, haga clic aquí para descargar este archivo de Excel. XBIC EBIC LBIC Capacidad multimodal ++ + + Resolución espacial ++ ++ – Profundidad de penetración ++ — + Disponibilidad — – + Daños en la muestra – — ++ Tabla 2: Evaluación cualitativa de la corriente inducida por haz de rayos X (XBIC), corriente inducida por haz de electrones (EBIC) y corriente inducida por haz láser (LBIC).