Misurazioni della corrente indotta a raggi X per la microscopia a raggi X multimodale delle celle solari

Il vantaggio principale dell’utilizzo dell’amplificazione lock-in per le misurazioni XBIC è l’aumento notevole del rapporto segnale-rumore rispetto alle misurazioni con amplificazione standard. Le impostazioni di misurazione particolarmente importanti per il successo delle misurazioni XBIC, con amplifica, saranno descritte nelle prime cinque sezioni. Essi sono: (a) modulazione del segnale; b) pre-amplificazione; c) miscelazione del segnale nella LIA; d) frequenza del filtro passa-bassa del LIA; e) il roll-off del filtro passa-basso del LIA. Le illustrazioni degli impatti di queste impostazioni sono illustrate nella figura 3, Figura 4, Figura 6. Per le misurazioni, una configurazione dilaboratorio ha utilizzato un laser rosso ( ) al posto di un fascio di raggi X, modulato a 2177,7 Hz da un elicottero ottico. I tubi fluorescenti servivano come fonte per la luce di bias. Il DUT era una cella solare a film sottile con un assorbitore Cu(In,Ga)Se2 (CIGS). Anche se sarebbero state scelte diverse impostazioni di misurazione per altri DUT, le linee guida generali descritte qui per trovare impostazioni adatte sono valide per una varietà di DUT come le celle solari con diversi strati di assorbimento o nanofili. Il PA è stato utilizzato con un fattore di amplificazione di . Gli effetti qui discussi si applicano ugualmente ad altri preamplificatori. Se non viene specificato nient’altro, il roll-off del filtro passa-basso del LIA era 48 dB/oct. Le seguenti sezioni (f)-(i) mostrano risultati esemplari per mostrare le possibilità e le sfide delle misurazioni XBIC in combinazione con altre modalità di misurazione. In (f), vengono discusse le sfide specifiche delle misurazioni XBIC in modalità fly-scanning. In (g), le misurazioni XBIC e XRF di una cella solare CIGS vengono combinate e l’effetto dell’amplificazione lock-in viene discusso con tensione di distorsione applicata. In (h), XBIV viene aggiunto come modalità di misurazione per una cella solare CIGS. In (i), vengono mostrati i dati XBIC e compositivi da XRF di un nanofilo CdS. Per tutte le misurazioni XBIC nelle sezioni (f) a (i), abbiamo utilizzato un PA e un LIA come specificato nella Tabella dei Materiali e Reagenti. (a) Modulazione del segnale in ingresso La figura 3 mostra la risposta DUT pre-amplificata misurata da un ambito senza (riga superiore) e con la luce di distorsione (riga inferiore) attivata. Quando la PA converte le correnti in tensioni, il segnale visualizzato è in volt. È negativo a causa del contatto della cella solare, con i contatti p e n-tipo collegati allo scudo e nucleo dell’ingresso della PA, rispettivamente. Nelle misurazioni XBIC, il contatto con la cella solare è regolato dalla necessaria messa a terra del contatto anteriore, come discusso nella sezione 1.3.6. del protocollo. Confrontando Figura 3A e Figura 3D, notiamo un segnale di offset nell’ordine di 8 mV che viene spostato a -65 mV attivando la luce di distorsione dai tubi di fluorescenza. Inoltre, la variazione del segnale su scale temporali brevi è notevolmente migliorata dalla luce di distorsione. Tale distorsione offset di circa 70 mV può rivelarsi problematico, a causa dei limiti nella gamma di accettazione dell’AP e LIA. Come vorremmo utilizzare l’intera gamma del PA, un piccolo offset come nella figura 3A-C è preferibile. Pertanto, tutte le fonti di pregiudizio involontario, come l’illuminazione ambientale, dovrebbero essere eliminate. L’aggiunta di una sorgente di fotoni tritata, come mostrato nella Figura 3B,C,E,F, aumenta il segnale indotto della stessa quantità – circa 66 mV – sia per con che senza luce di distorsione, quando il fascio passa attraverso la lama dell’elicottero; quando il fascio è bloccato dalla lama, il segnale rimane al livello del rispettivo offset, come previsto. La frequenza dell’elicottero è distinta nel segnale di Figura 3B e 3E con un periodo di ms. Nella figura 3D-F, notiamo una modulazione aggiuntiva a una frequenza di 90 kHz. La fonte di questa modulazione ad alta frequenza è la zavorra elettronica del tubo fluorescente, che viene guidata a 45 kHz. Anche se l’amplificazione lock-in è in grado di differenziare i contributi da diverse frequenze di modulazione, come sarà mostrato nella Figura 6, la riduzione del segnale acustico è fondamentale per una buona misurazione. La luce ambientale è solo una possibile fonte, ma anche altri componenti elettronici possono indurre rumore, che verrebbe poi sovrapposto al segnale. Si noti che la luce di bias non è sempre rumore indesiderato, ma spesso la luce di bias viene applicata apposta per impostare il DUT in condizioni operative. Nella figura 3B,C,E,Fnotiamo inoltre che la risposta del DUT al momento della modifica dell’intensità di irradiazione viene ritardata. Questi effetti di tempo di salita saranno discussi più in dettaglio nella sezione successiva e hanno origine qui da due effetti distinti: in primo luogo, l’aumento ripido e la diminuzione della risposta DUT sulla modulazione 2177.7-Hz è ritardata dal filtro a passa- basso nella PA. In secondo luogo, il segnale continua ad aumentare/diminuire a scale temporali più lente (ad esempio, visibile tra 0,68 e 0,80 ms nella figura 3C), che attribuiamo alla cinetica di occupazione degli stati difettosi nella cella solare. (b) Pre-amplificazione L’AP non solo amplifica il segnale modulato del DUT, ma può cambiare significativamente la sua forma d’onda. Come descritto in precedenza, i contatti della cella solare sono tali che una tensione negativa viene misurata al momento dell’illuminazione. Non è stata aggiunta alcuna luce di distorsione per le misurazioni illustrate nella Figura 4. Le misurazioni sono state effettuate con tempi di aumento del filtro sempre più lunghi per dimostrare i loro effetti quando la resistenza all’amplificazione è mantenuta costante. In molti casi, i tempi di aumento dei filtri sono accoppiati con l’amplificazione. Più forte è l’amplificazione, più lungo è il tempo di risposta, e minore è la frequenza di cut-off del filtro passa-basso nella PA36,37. Con un tempo di aumento del filtro di 10 s come nel pannello superiore della Figura 4, il segnale è appena in ritardo, si estende la gamma nominale picco-picco da circa 10 mV a -65 mV, e raggiunge altipiani ai valori di picco. Con il tempo di salita del filtro di 100 , gli effetti di ritardo sono visibili nel segnale modulato, ma la modulazione è ancora distinta e l’ampiezza è in un intervallo simile a quello di 10. Un tempo di aumento del filtro di 1 ms è più lungo del periodo di modulazione (0,46 ms). Pertanto, la modulazione viene soppressa ad ampiezza inferiori a 10 mV e la forma riflette solo l’inizio del bordo in aumento e in diminuzione, che ovviamente non è adatto per misurazioni XBIC quantitative. Questa connessione tra guadagno e tempo di aumento del filtro deve essere tenuto a mente in particolare per la combinazione di frequenze di modulazione veloce, , con forte amplificazione. (c) Miscelazione del segnale La differenza principale tra l’amplificazione del segnale standard e l’amplificazione lock-in è la miscelazione del segnale DUT con un segnale di riferimento e la successiva soppressione delle alte frequenze da parte di un filtro a passa- basso. Il percorso del segnale per la miscelazione è illustrato nella Figura 5. Per la discussione della miscelazione del segnale, vengono fatte alcune semplificazioni. Il segnale di riferimento può essere descritto come un segnale sinusoidale (6) , dove è l’ampiezza ed è la frequenza di modulazione del segnale di riferimento. Il segnale modulato del DUT inserito nella LIA può essere rappresentato in modo simile (7) , dove è l’ampiezza ed è la frequenza di modulazione del segnale DUT, ed è un offset di fase del segnale DUT al segnale di riferimento. A partire da (1) e (2), il segnale misto è: (8) . La frequenza di modulazione del DUT è la frequenza di riferimento, . Pertanto, il principio trigonometrico (9)  può essere utilizzato per riscrivere come la somma di due termini con frequenze diverse: (10) . Il filtro passa-basso mitiga il segnale veloce in modo che il segnale amplificato lock-in possa essere approssimatoa 38,39 come (11) . Il segnale DUT mescolato con il segnale di riferimento è chiamato componente in fase, e il segnale DUT mescolato con il riferimento a 90 gradi è chiamato componente quadratura : (12)  (13) . Da Eq. (12) e (13), l’ampiezza RMS (14) così come la fase (15) del segnale misto può essere ottenuto con la funzione tangente arcus a due argomenti. Molti LIA hanno una fase interna regolare per impostare a zero durante le misurazioni. (d) Frequenza filtro passa-basso Nella figura 6 viene illustrato l’effetto della luce di distorsione e delle diverse impostazioni del filtro a passaggio basso sull’ampiezza RMS amplificata di blocco, . Abbiamo usato un LIA che ci ha permesso di registrare simultaneamente il segnale risultante da diversi parametri di filtro. La frequenza di taglio di un filtro passa-basso definisce la frequenza con cui il segnale viene attenuato al 50%. Mentre le frequenze più basse vengono trasmesse, le frequenze più alte vengono soppresse. Figura 6A,E mostrano il segnale diretto con 466,7 kHz, che in modo efficace non elimina il rumore o modulazioni a bassa frequenza, ma li lascia passare con il segnale grezzo. La conversione del segnale grezzo pre-amplificato nell’ampiezza  RMS porta ad un ulteriore fattore di frequenze sufficientemente al di sotto di . Ad esempio, una tensione di ingresso costante di è l’uscita come . Mentre l’offset medio nella figura 6E è trascurabile senza luce di distorsione (in media 2 mV), aumenta a una media di circa 75 mV con luce di parziale (Figura 6A). La differenza è di forza paragonabile rispetto alla figura 3A e alla figura 3D, ma attenzione che si trattava di misurazioni separate. In entrambi i casi, l’accensione della fonte di taglio comporta  un aumento significativo della variazione tra i picchi e picchi corrisponde alla variazione picco-picco del segnale grezzo illustrato nella figura 3B e nella figura 3E . Nella figura 6B,F, l’ampiezza RMS viene visualizzata dopo l’utilizzo di un filtro a passata bassa con 1000 Hz. Anche in questo caso un offset può essere osservato in Figura 6B a causa della luce di distorsione, ma l’offset è più piccolo con circa 18 mV in media. Questo scostamento è causato dalla modulazione a 100 Hz della luce fluorescente, mentre la modulazione a 90 kHz è bloccata dal filtro a passata bassa. Inoltre, il livello di rumore dello stato “beam on” è ancora significativo con una variazione picco-picco intorno a 46 mV, mentre il valore medio del segnale è di 32 mV. Senza luce di distorsione (Figura 6F) la variazione picco-picco ammonta a circa 17 mV durante ‘beam on’ con un valore medio di 23,5 mV. L’offset medio durante il traveglio è inferiore a 0,5 mV. Queste misurazioni mostrano che la combinazione di un filtro a passa- bassa con 1000 Hz e una frequenza di taglio di 2177,7 Hz non è ideale: il segnale che trasporta la frequenza di modulazione viene rimosso solo parzialmente ma non completamente soppresso dal passaggio basso filtro. La parte restante porta a significative  variazioni picco-picco di durante lo stato ‘beam on’. Quando la luce di bias è presente, la modulazione a 100 Hz dovuta alla frequenza netta delle lampade a fluorescenza aumenta ulteriormente i valori picco-picco. Nella figura 6C,G, l’influenza della luce di bias può essere considerata minima: il filtro a passa basso da 10,27 Hz taglia la maggior parte del rumore e della modulazione della luce fluorescente, e può essere estratto un segnale chiaro indotta dal fascio. Anche se poco visibili qui, l’offset e la diffusione del rumore sono ancora leggermente maggiori con la luce di distorsione. Ciò può essere causato da una luce vagante che passa attraverso la ruota dell’elicottero sul DUT. Pertanto, si consiglia di implementare l’elicottero molto a monte per evitare la modulazione della luce vagante. Figura 6D,H sono uno zoom nel cambiamento da ‘beam on’ a ‘beam off’ dopo 6 s nella figura 6B,C,F,G, rispettivamente. La modulazione sovrapposta a 100 Hz (frequenza delle lampade a fluorescenza) è visibile nella Figura 6D per il filtro a passata bassa con 1000 Hz. Si noti anche il ritardo nel segnale dopo il filtro con 10,27 Hz rispetto al segnale dopo il filtro con 1000 Hz, quando la trave è spenta. Simile ai tempi di salita lenti della PA, basso del filtro passa-basso nel LIA causano un adattamento più lento dei cambiamenti di segnale. Complessivamente, abbiamo scoperto che un filtro passa-basso con 10,27 Hz e un roll-off di 48 dB/oct (vedi sezione successiva) offre in questo caso il miglior compromesso tra velocità di scansione veloce (a favore di valori elevati) e soppressione della luce di pregiudizio o del rumore (in favore dei valori bassi, soprattutto al di sotto della frequenza della griglia 50 Hz). (e) Roll-off del filtro a passaggio basso Come molti amplificatori lock-in digitali, il modello che è stato utilizzato qui impiega i cosiddetti filtri RC discreti-tempo o filtri medi in esecuzione esponenziali le cui caratteristiche sono molto vicine a quelle di unfiltroRC contrastenente analogico A parte la frequenza di taglio del filtro descritta nella sezione precedente, esiste un solo parametro libero, l’ordine del filtro , che definisce l’inclinazione del cut-off come dB/oct. Figura 7A Mostra l’effetto dell’ordine del filtro sull’attenuazione dipendente dalla frequenza per diverse frequenze di taglio che corrispondono alle costanti temporali ms e ms. Le costanti temporali tra questi due estremi sono adatte per la maggior parte XBIC Misure. L’attenuazione del filtro è stata calcolata40 nel dominio della frequenza come valore assoluto al quadrato della funzione di trasferimento complessa (16)  in funzione della frequenza e di un filtro dell’ordine con una costante temporale . Le funzioni di trasferimento dei filtri di ordine superiore si ottengono moltiplicando le funzioni di trasferimento dei singoli filtri collegati in serie. Simile a , definiamo e come le frequenze, in cui l’attenuazione è 5% e 95%, rispettivamente. Il prodotto di queste frequenze ed è costante e riportato nella Tabella 1 per la conversione tra le frequenze di taglio e la costante del tempo di filtro. Nel dominio temporale, la risposta del filtro per viene calcolata in modo ricorsivo da un segnale di input definito in momenti discreti , , , , ecc., distanziati dal tempo di campionamento : (17)  La risposta dei filtri con viene calcolata da più iterazioni di Eq. 17 con calcolato da e . La risposta del filtro a una funzione di passaggio crescente (al momento 0) e a un passaggio decrescente (al momento ) è illustrata nella figura 7B per gli ordini di filtro da 1 a 8, in funzione del tempo in unità di . Si noti che la risposta viene ritardata rispetto al segnale di ingresso e che questo ritardo aumenta con . Il ritardo viene quantificato nella tabella 1 con le volte , , e , all’interno delle quali il segnale trasmesso raggiunge rispettivamente il 5%, 50% o 95%. La scelta del corretto roll-off del filtro è fondamentale a partire dalla frequenza di cut-off durante la progettazione dell’esperimento. Nell’applicazione 1 presentata nella sezione (g), sono state ottenute misurazioni XBIC di alta qualità con una frequenza di chopper di 1177 Hz, un tempo di permane di 100 ms e una frequenza di cut-off di 40 Hz all’ordine del filtro 8. Con i numeri della tabella1, questo si traduce in , e . Questo tempo è notevolmente più breve del tempo di permane in modo tale che non vengano introdotti artefatti di ritardo. (f) Correzione dell’ora di Dwell Nelle misurazioni classiche in modalità step, la fase di scansione si sposta nella posizione nominale e l’inizio della misurazione in quella posizione del pixel viene attivato dopo il raggiungimento della posizione precisa. Per tempi di permane brevi, il tempo di stabilizzamento diventa limitante per il tempo di scansione complessivo, che motiva le cosiddette modalità di misurazione fly-scan o continua: lì, la fase di scansione si muove continuamente e i dati di misurazione sono attribuiti ai pixel con la codifica posizione nella fase di post-elaborazione. Tuttavia, ciò può causare ulteriori problemi, come illustrato nella Figura 8. In questo caso, i motori della fase campione non si muovevano uniformemente nella direzione, determinando tempi di perazione variabili per pixel (vedere Figura 8A). Le variazioni del tempo di dimora si traducono direttamente in variazioni nelle misurazioni XBIC, come illustrato nella Figura 8C. Pertanto, il segnale XBIC deve essere normalizzato al tempo di persa, i cui risultati sono mostrati nella Figura 8D. Allo stesso modo, le variazioni nell’intensità del fascio (mostrate nella Figura 8B) spesso devono essere spiegate dalla normalizzazione al flusso di fotoni. Il segnale XBIC normalizzato al flusso di fotoni può essere visto in Figura 8E; per un errore minimo sulla quantificazione XBIC assoluta, il flusso di fotoni è stato normalizzato al suo valore mediano. La figura 8F mostra la mappa XBIC normalizzata al tempo di permane e al flusso di fotoni, che ha ridotto l’impatto della maggior parte degli artefatti di misurazione. Infine, la figura 8G mostra i dati XBIC dopo la conversione da un tasso di conteggio a quello corrente utilizzando Eq. (1). (g) Applicazione 1: XBIC di una cella solare con tensione di Bias e XRF La figura 9A-B mostra l’impatto dell’amplificazione del blocco sul rapporto segnale-rumore nelle misurazioni della corrente indotta dal fascio a raggi X. La rumorosità del segnale diretto è evidente nella Figura 9A: forti contrasti di intensità da linea a linea sono indicativi di artefatti di misurazione, e le variazioni XBIC fine dal DUT vengono sepolte nel segnale che cambia arbitrariamente. D’altra parte, queste caratteristiche sottili sono chiaramente visibili in Figura 9B. Si noti che il livello di rumore in Figura 9A è insolitamente elevato per motivi sconosciuti nonostante l’ottimizzazione della configurazione prima delle misurazioni. In questi casi, il miglioramento del rapporto segnale-rumore per amplificazione lock-in è notevolmente superiore rispetto ai casi di rapporto segnale-rumore già elevato con amplificazione standard (ad esempio, applicazione 3 nella sezione (i)), dove l’amplificazione portare a miglioramenti marginali. Con l’AP, le tensioni di distorsione in avanti (Figura 9C) e inverse (Figura 9D) di -50 mV e 50 mV, rispettivamente, sono state applicate al campione e all’area della figura 9A-B sottoposta a query. Le caratteristiche dominanti visibili nella figura 9B sono ancora visibili in Figura 9C e Figura 9D, ma sono meno distinte in quanto le mappe sono più rumorose. Questo perché l’applicazione di tensione di distorsione o di bias light induce una corrente diretta che è spesso ordini di grandezza più grande del segnale XBIC modulato. In definitiva, il rapporto tra segnale diretto e segnale modulato limita l’applicabilità dell’amplificazione lock-in. Nonostante lo scarso rapporto segnale-rumore, vale la pena sottolineare che l’amplificazione lock-in consente la mappatura delle prestazioni delle celle solari su scala nanometrica con tensione di distorsione e luce di distorsione applicata, che difficilmente sarebbe possibile altrimenti30. Poiché le prestazioni della cella solare CIGS sono correlate alla composizione dello strato assorbitore7,41, abbiamo misurato il segnale XRF contemporaneamente con l’XBIC. Nella Figura 9E-F, vengono presentate le concentrazioni di Ga e In. Entrambi gli elementi fanno parte dello strato assorbitore e il loro rapporto è considerato di grande influenza per le prestazioni della cella solare7. Le statistiche di Ga sono molto più grandi che per In, che è dovuto al coefficiente di assorbimento più elevato e meno autoassorbimento all’energia di eccitazione di 10.4 keV. A causa delle statistiche basse, le feature nella mappa In sono quasi invisibili, mentre la concentrazione di Ga è abbastanza chiara da essere correlata alle prestazioni elettriche nella Figura 9B. Per un segnale In più alto, si potrebbe scegliere tempi di dimora più lunghi o scegliere un’energia di assorbimento con più grande sezione trasversale di assorbimento. Ciò dimostra l’importanza di un tempo di disgono sufficientemente lungo e la personalizzazione dell’energia del fascio per gli elementi di interesse. Con i lunghi tempi di permanazione e le grandi mappe, un altro punto deve essere tenuto a mente: durante le misurazioni che coprono più ore, la deriva del campione può diventare un problema critico. Le fluttuazioni termiche (in particolare dopo il cambiamento del campione o i grandi movimenti motori con scarsa dissipazione del calore) e l’instabilità dei componenti meccanici dello stadio spesso portano alla deriva del campione, come si può vedere confrontando le posizioni verticali della figura 9D e Figura 9B. (h) Applicazione 2: XBIC di una cella solare con XBIV e XRF La figura 10 mostra una scansione multimodale di una cella solare CIGS, in cui la cella viene azionata in condizioni di corto circuito che misurano XBIC nella figura 10Ae in condizioni di circuito aperto che misurano XBIV nella figura 10B. La misura XRF illustrata nella figura 10C è stata presa contemporaneamente alla misurazione XBIV. Per raccogliere un numero sufficiente di conteggi XRF, il tempo di perazione per pixel era 0,5 s per la figura 10B-C rispetto a 0,01 s in Figura 10A. Di conseguenza, una frequenza di taglio inferiore nel filtro a passa-basso per la misurazione XBIV potrebbe essere utilizzata rispetto alla misura XBIC (10,27 Hz contro 501,1 Hz, entrambi con roll-off 48 dB/ott). Solo per le misurazioni XBIV, avremmo potuto utilizzare lo stesso tempo di permane e le stesse impostazioni del filtro a passa- a bassa misura della misurazione XBIC con un rapporto segnale-rumore simile. Tuttavia, nel complesso è stato più efficiente in termini di tempo combinare XBIV con misurazioni XRF con la misurazione XRF che regola il tempo di permane, rispetto all’esecuzione di misurazioni XBIV e XRF separate. Confrontando la Figura 10Ae la Figura 10 B, si nota che la corrente del cortocircuito , misurata come XBIC, e la tensione del circuito aperto , misurata come XBIV, sono correlate: grandi aree ad alto e basso rendimento sono visibili in entrambe le modalità di misurazione. Ciò indica che le variazioni di spessore locale e/o ricombinazione dominano le prestazioni qui, piuttosto che variazioni bandgap, che porterebbero a tendenze opposte in XBIC e XBIV28. Inoltre, tenendo conto della figura 10C, si può vedere che alcune aree con prestazioni basse, ad esempio in correlazione con il basso tasso di conteggio Cu, mentre le prestazioni non sono correlate con il tasso di conteggio Cu in altre aree. (i) Applicazione 3: XBIC e XRF di un Nanowire Oltre alle celle solari, i nanofili contattati24 o nano-fogli, così come i punti quantici, sono altri esempi di DUT che possono trarre profitto da misurazioni XBIC amplificate. Per la dimostrazione, la figura 11A mostra la distribuzione elementale dalle misurazioni XRF e la figura 11B la mappa XBIC corrispondente di un nanofilo CdS. I due contatti fatti di Pt e il filo CdS sono chiaramente distinguibili, e il segnale XBIC mostra una risposta elettrica corrispondente. Particolarmente degno di nota è il fatto che XBIC può svelare le prestazioni elettriche del nanofilo sotto il contatto Pt, che è unico alle nanosonda a raggi X e attribuibile all’alta profondità di penetrazione dei raggi X duri. Il complemento della composizione dei materiali e delle proprietà elettriche del nanofilo dimostra in modo esemplare i vantaggi delle misurazioni a raggi X multimodali. Figura 1 : impostazione per le misurazioni della corrente a raggi X amplificata di lock-in (XBIC) su un dispositivo sottoposto a test (DUT). Il percorso della trave è rappresentato in rosso. Le forme verdi indicano la fluorescenza a raggi X opzionale (XRF) e i rilevatori di area per le misurazioni multimodali, il giallo indica una luce di distorsione opzionale. I componenti hardware per le misurazioni XBIC sono di colore nero, mentre i percorsi dei segnali XBIC sono blu con uscite di segnale e ingressi mostrati rispettivamente come cerchi pieni e vuoti. Prima dell’acquisizione dei dati (DAQ), il segnale DC (corrente diretta) e AC (corrente alternata) viene convertito da una tensione a una frequenza (V2F). Per i percorsi di segnale alternativi ci riferiamo alla parte (a) della sezione di discussione. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura. Figura 2 : Esempio di un supporto di campione cinematico ottimizzato per misurazioni di microscopia a raggi X multimodali, inclusa la corrente indotta dal fascio a raggi X. Sottili fili di rame sono montati sui contatti anteriore e posteriore di una cella solare Cu(In,Ga)Se2 (CIGS) con vernice argentata e collegati ai contatti PCB. Il nastro poliimide viene utilizzato per separare i fili, evitando cortocircuito del campione. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura. Figura 3 : risposta pre-amplificata delle celle solari all’irradiazione con luce di bias e fascio modulato. Riga superiore senza luce di bias, riga inferiore con luce di bias: A & D – fascio off; B & E – trave su; C & F – zoom nel rettangolo rosso di B & E. Si prega di fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura. Figura 4 : Risposta alle celle solari dopo la pre-amplificazione con tre diversi tempi di salita del filtro (10 s – blu, 100 s – rosso, 1 ms – verde) nel preamplificatore. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura. Figura 5 : Elaborazione del segnale mediante l’amplificatore di blocco31. è l’ingresso del segnale dal DUT ed è il segnale di riferimento dall’elicottero. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.    Figura 6 : Ampiezza RMS amplificata con frequenze di taglio del filtro passa-basso 466,7 kHz (blu), 1 kHz (viola), 10,27 Hz (rosso) e costante roll-off del filtro 48 dB/oct. Il DUT era una cella solare Cu(In,Ga)Se2 con (A, B, C, D) e senza (E, F, G, H) luce di bias applicata. I tempi in cui la trave di fotoni tritata è stata accesa e disattivata sono indicati nelle figure come linee tratteggiate verticali. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.   Figura 7 : effetto delle impostazioni del filtro passa-basso nell’amplificatore di blocco. A – Attenuazione per il filtro passa-basso nel dominio di frequenza per due costanti temporali ( ms e ms) e per gli ordini di filtro da 1 a 8. B – Risposta del segnale trasmesso del filtro passa-basso nel dominio del tempo, in unità della costante temporale, per gli ordini di filtro da 1 a 8 in seguito alla modifica graduale del segnale di ingresso da 0 a 1 al tempo 0 e da 1 a 0 al momento . Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.   Figura 8 : Misurazione Fly-scan di una cella solare Cu(In,Ga)Se2 a beamline P06 a PETRA III, scattata a 15,25 energia fotone di keV con un flusso ph/s. L’AP   è stato utilizzato con 106 V/Ae la LIA con Hz (48 dB/oct). A – tempo di dimora, B – flusso di fotoni, C – corrente indotta dal fascio di raggi X (XBIC); Mappa XBIC normalizzata a: D – tempo di dimora, E – flusso fotone normalizzato al suo valore mediano, F – dimorano il tempo e il flusso di fotoni normalizzati. G – normalizzato segnale XBIC dopo la conversione dal tasso di conteggio alla corrente utilizzando Eq. (1). Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.  Figura 9 : misurazioni della corrente a raggi X indotta (XBIC) e della fluorescenza a raggi X (XRF) di una cella solare Cu(In,Ga)Se2, effettuate presso il beamline ID16B presso lo European Synchrotron Radiation Facility con un flusso mirato sull’ordine di ph/s. La PA è stata utilizzata con V/A, la LIA con Hz (48 dB/oct). L’energia del fascio era di 10,4 keV, la frequenza dell’elicottero di 1177 Hz e il filtro a passa-basso tagliato a 40 Hz. Il tempo di perno era di 100 ms e la dimensione in pixel era 40 nm x 40 nm. Le mappe A, B, E ed F sono state tutte prese contemporaneamente; C e D sono riprese dopo 50 min e 113 min, con 50 mV di tensione di distorsione in avanti e inversa applicata, rispettivamente. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.       Figura 10 : misurazione multimodale di una cella solare Cu(In,Ga)Se 2, presa a fascio P06 a PETRA III con un flusso ph/s. L’energia del fascio era di 15,25 keV, la frequenza dell’elicottero di 8015 Hz e la dimensione in pixel di 50 nm x 50 nm. A – corrente indotta dal fascio di raggi X (XBIC) misurata con un tempo di dwell di 0,01 s, un PA con 106 V/A e una LIA con Hz (48 dB/oct); B – Tensione indotta dal fascio di raggi X (XBIV) che copre la stessa area del pannello A, misurata con un tempo di dimora di 0,5 s e una LIA con Hz (48 dB/oct); C – Frequenza di conteggio Cu da una misurazione a fluorescenza a raggi X (XRF), effettuata contemporaneamente alla misurazione XBIV. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.          Figura 11 : misurazione multimodale di un nanofilo CdS con contatti Pt, effettuata alla trave 26-ID-C della sorgente avanzata del fotone con un’energia del fascio di 10,6 keV. A – Distribuzione Pt e Cd da una misurazione della fluorescenza a raggi X. B – Misurazione della corrente indotta a raggi X (XBIC) effettuata simultaneamente con la misurazione XRF, senza amplificazione lock-in. Fare clic qui per visualizzare una versione più grande di questa figura.  Tabella 1: per i filtri RC a tempo discreto degli ordini da 1 a 8, il prodotto della costante temporale e la frequenza, alla quale il segnale viene attenuato del 5% ( ),50% () e 95% (), è costante e indicato nella parte superiore . Nella parte inferiore, viene dato il ritardo, entro ilquale ilsegnale raggiunge il5% ( ), 50% ( ), e 95% ( ), in unità della costante di tempo e della frequenza di taglio inversa. Si prega di fare clic qui per scaricare questo file Excel. XBIC Ebic LBIC Funzionalità multimodale ++ + + Risoluzione spaziale ++ ++ – Profondità di penetrazione ++ — + disponibilità — – + Danni al campione – — ++ Tabella 2: Valutazione qualitativa della corrente indotta dal fascio di raggi X (XBIC), della corrente indotta dal fascio di elettroni (EBIC) e della corrente indotta dal fascio laser (LBIC).