Mesures du courant induit par faisceau x pour la microscopie multimodale de rayons X des cellules solaires

L’avantage principal de l’utilisation de l’amplification de verrouillage pour les mesures XBIC est l’augmentation spectaculaire du rapport signal-bruit par rapport aux mesures avec amplification standard. Les paramètres de mesure qui sont particulièrement critiques pour réussir les mesures XBIC amplifiées par verrouillage seront discutés dans les cinq premières sections. Ils sont: (a) modulation du signal; b) la préamplification; c) le mélange de signaux dans la LIA; d) fréquence de filtre à faible passage de la LIA; e) le déroulage du filtre à faible passage de la LIA. Les illustrations des impacts de ces paramètres sont démontrées dans la figure 3, Figure 4, Figure 6. Pour les mesures, une configuration de laboratoirea utilisé un laser rouge ( ) à la place d’un faisceau de rayons X, modulé à 2177,7 Hz par un hélico optique. Les tubes fluorescents ont servi de source de lumière de biais. Le DUT était une cellule solaire à couches minces avec un absorbeur Cu(In,Ga)Se2 (CIGS). Bien que différents paramètres de mesure seraient choisis pour d’autres DUT, les lignes directrices générales décrites ici pour trouver des paramètres appropriés sont valables pour une variété de DUT tels que les cellules solaires avec différentes couches d’absorbeur ou nanofils. L’AP a été utilisé avec un facteur d’amplification de . Les effets discutés ici s’appliquent également à d’autres préamplificateurs. Si rien d’autre n’est spécifié, le déroulage du filtre à faible passage de la LIA était de 48 dB/oct. Les sections suivantes (f)-(i) montrent des résultats exemplaires pour afficher les possibilités et les défis des mesures XBIC en conjonction avec d’autres modes de mesure. Dans (f), des défis spécifiques des mesures XBIC en mode de balayage de mouche sont discutés. Dans (g), les mesures XBIC et XRF d’une cellule solaire CIGS sont combinées, et l’effet de l’amplification de verrouillage est discuté avec la tension de biais appliquée. Dans (h), XBIV est ajouté comme mode de mesure pour une cellule solaire CIGS. Dans (i), xBIC et les données de composition de XRF d’un nanofil CdS sont montrées. Pour toutes les mesures XBIC dans les sections (f) à (i), nous avons utilisé un PA et un LIA tel que spécifié dans le tableau des matériaux et des réactifs. a) Modulation du signal entrant La figure 3 montre la réponse DUT préamplifiée mesurée par une portée sans (rangée supérieure) et avec la lumière de biais (rangée inférieure) activée. Comme le PA convertit les courants en tensions, le signal affiché est en volts. Il est négatif en raison du contact de la cellule solaire, avec les contacts de type p et n connectés au bouclier et au noyau de l’entrée de l’AP, respectivement. Dans les mesures XBIC, le contact de la cellule solaire est régi par l’échouement nécessaire du contact frontal, tel que discuté à la section 1.3.6. du protocole. En comparant la figure 3A et la figure 3D, nous notons un signal de compensation de l’ordre de 8 mV qui est déplacé à -65 mV en allumant la lumière de biais des tubes de fluorescence. En outre, la variation du signal sur des échelles de temps courtes est considérablement améliorée par la lumière de biais. Une telle compensation de biais d’environ 70 mV peut s’avérer problématique, en raison des limites dans la gamme d’acceptation de l’AP et de la LIA. Comme nous aimerions utiliser la gamme complète de l’AP, un petit décalage comme dans la figure 3A-C est préférable. Par conséquent, toutes les sources de biais involontaire, comme l’éclairage ambiant, devraient être éliminées. L’ajout d’une source de photon haché, telle qu’elle est affichée dans la figure 3B,C,E,F, augmente le signal induit par la même quantité – environ 66 mV – pour la lumière avec et sans biais, lorsque le faisceau passe à travers la lame de l’hélico; lorsque le faisceau est bloqué par la lame, le signal reste au niveau du décalage respectif, comme prévu. La fréquence de l’hélico est distincte dans le signal de la figure 3B et 3E avec une période de ms. Dans la figure 3D-F, nous notons une modulation supplémentaire à une fréquence de 90 kHz. La source de cette modulation à haute fréquence est le ballast électronique du tube fluorescent, qui est entraîné à 45 kHz. Bien que l’amplification de verrouillage soit capable de différencier les contributions des différentes fréquences de modulation, comme le montrera la figure6, la réduction du signal sonore est primordiale pour une bonne mesure. La lumière ambiante n’est qu’une source possible, mais d’autres appareils électroniques peuvent également induire du bruit, qui serait ensuite superposé au signal. Notez que la lumière de biais n’est pas toujours un bruit indésirable, mais souvent la lumière de biais est appliquée exprès pour définir le DUT dans des conditions d’exploitation. Dans la figure 3B,C,E,F, nous notons en outre que la réponse du DUT lors du changement de l’intensité de l’irradiation est retardée. Ces effets de temps d’élévation seront discutés plus en détail dans la section suivante et proviennent ici de deux effets distincts : premièrement, l’augmentation et la diminution abruptes de la réponse du DUT sur la modulation 2177.7-Hz est retardée par le filtre de passage bas dans l’AP. Deuxièmement, le signal continue d’augmenter ou de diminuer à des échelles de temps plus lentes (p. ex., visibles entre 0,68 et 0,80 m s dans la figure 3C),que nous attribuons à la cinétique d’occupation des états défectueux de la cellule solaire. b) Pré-Amplification L’AP amplifie non seulement le signal modulé du DUT, mais peut modifier considérablement sa forme d’onde. Comme indiqué ci-dessus, les contacts de la cellule solaire sont tels qu’une tension négative est mesurée lors de l’illumination. Aucune lumière de biais n’a été ajoutée pour les mesures indiquées à la figure 4. Les mesures ont été prises avec des temps d’élévation de filtre croissants pour démontrer leurs effets quand la force d’amplification est maintenue constante. Dans de nombreux cas, les temps d’élévation du filtre sont couplés au matériel à l’amplification. Plus l’amplification est forte, plus le temps de réponse est long, et plus la fréquence de coupure du filtre à passage bas dans le PA36,37. Avec un temps d’élévation du filtre de 10 degrés comme dans le panneau supérieur de la figure 4, le signal est à peine retardé, s’étend sur la plage nominale de pointe à pic d’environ 10 mV à -65 mV, et atteint des plateaux aux valeurs maximales. Avec un temps d’élévation du filtre de 100 degrés, les effets de retard sont visibles dans le signal modulé, mais la modulation est toujours distincte et l’amplitude est dans une plage similaire à celle de 10 euros. Un temps d’élévation du filtre de 1 ms est plus long que la période de modulation (0,46 ms). Par conséquent, la modulation est supprimée aux amplitudes inférieures à 10 mV et la forme reflète seulement le début du bord montant et tombant, qui n’est évidemment pas adapté aux mesures quantitatives de XBIC. Cette connexion entre gain et temps d’élévation du filtre doit être gardée à l’esprit en particulier pour la combinaison de fréquences de modulation rapide, avec une forte amplification. c) Mélange de signaux La principale différence entre l’amplification standard du signal et l’amplification de verrouillage est le mélange du signal DUT avec un signal de référence et la suppression subséquente des hautes fréquences par un filtre à faible passage. La trajectoire du signal pour le mélange est représentée dans la figure 5. Pour la discussion du mélange de signaux, quelques simplifications sont faites. Le signal de référence peut être décrit comme un signal sinusoïdal (6) , où est l’amplitude et est la fréquence de modulation du signal de référence. Le signal modulé du DUT introduit dans la LIA peut être représenté de la même manière que (7) , où est l’amplitude et est la fréquence de modulation du signal DUT, et est un décalage de phase du signal DUT au signal de référence. Après (1) et (2), le signal mitigé est : (8) . La fréquence de modulation du DUT est la fréquence de référence, . Par conséquent, le principe trigonométrique (9)  peut être utilisé pour réécrire comme la somme de deux termes avec des fréquences différentes: (10) . Le filtre à faible passage atténue le signal rapide de telle sorte que le signal amplifié de verrouillage peut être approximatif38,39 (11) . Le signal DUT mélangé au signal de référence est appelé la composante en phase, et le signal DUT mélangé avec la référence décalée de 90 degrés est appelé la composante quadrature : (12)  (13) . De Eq. (12) et (13), l’amplitude RMS (14) ainsi que la phase (15) du signal mélangé peut être obtenu avec la fonction tangente d’arcus de deux-argument. Beaucoup de LIA ont une phase interne ajuster à zéro pendant les mesures. d) Fréquence de filtre à faible pass La figure 6 montre l’effet de la lumière de biais et des différents paramètres de filtre à faible passage sur l’amplitude RMS amplifiée par verrouillage, . Nous avons utilisé une LIA qui nous a permis d’enregistrer le signal résultant de différents paramètres de filtre simultanément. La fréquence de coupure d’un filtre à faible passage définit la fréquence, à laquelle le signal est atténué à 50%. Tandis que les fréquences inférieures sont transmises, les fréquences plus élevées sont supprimées. Figure 6A,E montrer le signal direct avec 466,7 kHz, qui effectivement n’élimine pas le bruit ou les modulations de basse fréquence, mais les laisse passer avec le signal brut. La conversion du signal brut préamplifié à l’amplitude  RMS conduit à un facteur supplémentaire de fréquences suffisamment inférieures. Par exemple, une tension d’entrée constante de est sortie comme . Alors que la compensation moyenne de la figure 6E est négligeable sans biais léger (en moyenne 2 mV), elle passe à une moyenne d’environ 75 mV avec biais léger (Figure 6A). La différence est d’une résistance comparable entre la figure 3A et la figure 3D, mais attention au fait qu’il s’agissait de mesures distinctes. Dans les deux cas, l’arrêt de la source de hachage entraîne  une augmentation significative de la variation de pointe à pic correspond à la variation de pointe à pic du signal brut indiqué dans la figure 3B et la figure 3E . Dans la figure 6B,F, l’amplitude RMS est affichée après l’utilisation d’un filtre à faible passage avec 1000 Hz. Encore une fois, on peut observer une compensation dans la figure 6B en raison de la lumière de biais, mais la compensation est plus petite avec environ 18 mV en moyenne. Ce décalage est causé par la modulation de 100 Hz de la lumière fluorescente, alors que la modulation de 90 kHz est bloquée par le filtre à faible passage. En outre, le niveau de bruit de l’état de « faisceau sur » est toujours significatif avec une variation de pointe à pic autour de 46 mV, tandis que la valeur moyenne du signal s’élève à 32 mV. Sans lumière de biais (Figure 6F) la variation de pointe à pic s’élève à environ 17 mV pendant le « faisceau sur » avec une valeur moyenne de 23,5 mV. Le décalage moyen pendant le « faisceau hors » est inférieur à 0,5 mV. Ces mesures montrent que la combinaison d’un filtre à faible passage avec 1000 Hz et d’une fréquence de hachage de 2177,7 Hz n’est pas idéale : le signal transportant la fréquence de modulation n’est que partiellement supprimé mais pas entièrement supprimé par le passage bas filtre. La partie restante conduit à des variations  significatives de pic à pic de l’état de « faisceau sur ». Lorsque la lumière de biais est présente, la modulation de 100 Hz due à la fréquence nette des lampes de fluorescence augmente encore les valeurs de pointe à crête. Dans la figure 6C,G, l’influence de la lumière de biais peut être considérée comme minime : le filtre de 10,27 Hz coupe la plupart du bruit et la modulation de la lumière fluorescente, et un signal clair induit par le faisceau peut être extrait. Bien qu’à peine visible ici, le décalage et la propagation du bruit sont encore légèrement plus grande avec la lumière de biais. Cela peut être causé par la lumière parasite passant à travers la roue de l’hélico sur le DUT. Par conséquent, il est conseillé de mettre en œuvre l’hélico loin en amont pour éviter la modulation de la lumière parasite. Figure 6D,H sont un zoom dans le changement de «faisceau sur» à «faisceau off» après 6 s dans la figure 6B,C,F,G, respectivement. La modulation superposée à 100 Hz (fréquence des lampes à fluorescence) est visible dans la figure 6D pour le filtre à faible passage avec 1000 Hz. Notez également le retard dans le signal après le filtre avec 10,27 Hz par rapport au signal après le filtre avec 1000 Hz, lorsque le faisceau est éteint. Semblable à l’affaire pour les temps d’élévation lente de l’AP, faible du filtre à faible passage dans le LIA provoquer une adaptation plus lente des changements de signal. Au total, nous avons constaté qu’un filtre à faible passage avec 10,27 Hz et un roll-off de 48 dB/oct (voir la section suivante) offre dans ce cas le meilleur compromis entre la vitesse de numérisation rapide (en faveur de valeurs élevées) et la suppression de la lumière ou du bruit de biais (dans faveur de faibles valeurs, surtout en dessous de la fréquence du réseau 50 Hz). e) Déroulant le filtre Low-Pass Comme beaucoup d’amplificateurs de verrouillage numérique, le modèle qui a été utilisé ici emploie ce que l’on appelle discret-temps filtres RC ou des filtres de fonctionnement exponentiel moyenne dont les caractéristiques sont très proches de celles d’un filtre antirésistant-condensateur analogiqueRC 40. Mis à part la fréquence de coupure de filtre qui a été discutée dans la section précédente, il n’y a qu’un seul paramètre libre, l’ordre de filtre, qui définit la pente de la coupure comme dB/oct. La figure 7A montre l’effet de l’ordre du filtre sur l’atténuation dépendante de la fréquence pour différentes fréquences de coupure qui correspondent aux constantes temporelles ms et ms. Les constantes temporelles entre ces deux extrêmes conviennent à la plupart des XBIC Mesures. L’atténuation du filtre a été calculée40 dans le domaine de fréquence comme valeur absolue au carré de la fonction de transfert complexe (16)  en fonction de la fréquence et d’un filtre d’ordre avec un temps constant. Les fonctions de transfert des filtres d’ordre supérieur sont obtenues par la multiplication des fonctions de transfert des filtres individuels connectés en série. Semblable à , nous définissons et comme les fréquences, à laquelle l’atténuation est de 5% et 95%, respectivement. Le produit de ces fréquences et est constant et donné dans le tableau 1 pour la conversion entre les fréquences de coupure et le temps de filtre constant. Dans le domaine temporel, la réponse du filtre pour est recursivement calculée à partir d’un signal d’entrée qui est défini à des moments discrets, , etc., espacé par le temps d’échantillonnage : (17)  La réponse des filtres avec est calculée par itération multiple d’Eq. 17 avec calculé à partir et . La réponse du filtre à une fonction d’étape croissante (à 0) et décroissante (à l’époque) est indiquée dans la figure 7B pour les commandes de filtre 1 à 8, en fonction du temps dans les unités de . Notez que la réponse est retardée en ce qui concerne le signal d’entrée et que ce délai augmente avec . Le délai est quantifié dans le tableau 1 au fur et à mesure que le temps est atteint, et , dans lequel le signal transmis atteint 5 %, 50 % ou 95 %, respectivement. Le choix du bon désachemin du filtre est aussi critique que la fréquence de coupure lors de la conception de l’expérience. Dans l’application 1 présentée dans la section (g), des mesures XBIC de haute qualité ont été obtenues avec une fréquence d’hélico de 1177 Hz, un temps d’arrêt de 100 met et une fréquence de coupure de 40 Hz à l’ordre du filtre 8. Avec les chiffres du tableau1 , cela se traduit par , et . Ce temps est considérablement plus court que le temps d’attente de telle sorte qu’aucun retard-artefacts ne sont introduits. f) Correction du temps d’habiter Dans les mesures classiques en mode step, l’étape de numérisation passe à la position nominale, et le début de la mesure à cette position de pixel est déclenché après que la position précise est atteinte. Pour les temps d’attente courts, le temps de décantation devient limitatif pour le temps global d’analyse, ce qui motive ce que l’on appelle les modes de balayage de mouche ou de mesure continue : là, l’étape de balayage se déplace continuellement, et les données de mesure sont attribuées aux pixels avec le codé poste en post-traitement. Toutefois, cela peut entraîner d’autres problèmes, comme le montre la figure 8. Dans ce cas, les moteurs de l’étape de l’échantillon ne se déplaçaient pas uniformément dans la direction, ce qui a entraîné des temps d’attente variables par pixel (voir la figure 8A). Les variations du temps d’atbese se traduisent directement par des variations dans les mesures XBIC, comme on le voit dans la figure 8C. Par conséquent, le signal XBIC doit être normalisé au moment de l’arrêt, dont les résultats sont indiqués dans la figure 8D. De même, les variations de l’intensité du faisceau (affichées dans la figure 8B)doivent souvent être prises en compte par la normalisation du flux de photons. Le signal XBIC normalisé au flux de photons peut être vu dans la figure 8E; pour une erreur minimale sur la quantification xBIC absolue, le flux de photon lui-même a été normalisé à sa valeur médiane. La figure 8F montre la carte XBIC normalisée au moment de la vie ainsi qu’au flux de photons, ce qui a réduit l’impact de la plupart des artefacts de mesure. Enfin, la figure 8G montre les données XBIC après la conversion d’un taux de comptage au courant à l’aide d’Eq. (1). g) Application 1: XBIC d’une cellule solaire avec tension de biais et XRF La figure 9A-B montre l’impact de l’amplification de verrouillage sur le rapport signal-bruit dans les mesures de courant induites par le faisceau de rayons X. Le clin d’œil du signal direct est évident dans la figure 9A: les contrastes d’intensité forte d’une ligne à l’autre sont indicatifs d’artefacts de mesure, et les fines variations XBIC du DUT sont enfouies dans le signal changeant arbitrairement. D’autre part, ces caractéristiques fines sont clairement visibles dans la figure 9B. Notez que le niveau de bruit dans la figure 9A est exceptionnellement élevé pour des raisons inconnues malgré l’optimisation de la configuration avant les mesures. Dans de tels cas, l’amélioration du rapport signal-bruit par amplification de verrouillage est considérablement plus élevée que dans les cas de rapport signal-bruit déjà élevé avec l’amplification standard (p. ex., application 3 dans la section (i)), où l’amplification de verrouillage ne ferait que conduire à des améliorations marginales. Avec l’AP, des tensions de biais avant (figure9C) et inverses (figure9D) de -50 mV et de 50 mV, respectivement, ont été appliquées à l’échantillon et à la zone de la figure 9A-B rescanné. Les caractéristiques dominantes visibles dans la figure 9B sont encore visibles dans la figure 9C et la figure 9D, mais elles sont moins distinctes car les cartes sont plus bruyantes. C’est parce que l’application de tension de biais ou de lumière de biais induit un courant direct qui est souvent des ordres de grandeur plus grand que le signal xBIC modulé. En fin de compte, le rapport entre le signal direct et le signal modulé limite l’applicabilité de l’amplification de verrouillage. Malgré le faible rapport signal-bruit, il convient de souligner que l’amplification de verrouillage permet la cartographie de la performance des cellules solaires à l’échelle nanométrique avec la tension de biais et la lumière de biais appliquée, ce qui ne serait guère possible autrement30. Comme la performance de la cellule solaire CIGS est corrélée à la composition de la couche d’absorbeur7,41, nous avons mesuré le signal XRF simultanément avec le XBIC. Dans la figure 9E-F, les concentrations de Ga et In sont présentées. Les deux éléments font partie de la couche d’absorbeur et leur rapport est considéré comme d’une grande influence sur la performance de la cellule solaire7. Les statistiques de Ga sont beaucoup plus grandes que pour In, qui est due au coefficient d’absorption plus élevé et moins d’auto-absorption à l’énergie d’excitation de 10,4 keV. En raison des statistiques faibles, les caractéristiques de la carte In sont presque invisibles, tandis que la concentration de Ga est suffisamment claire pour être corrélée avec les performances électriques de la figure 9B. Pour un plus élevé Dans le signal, on pourrait choisir des temps d’attente plus longs ou choisir une énergie d’absorption avec plus grande Dans la section transversale d’absorption. Cela illustre l’importance d’un temps d’arrêt suffisamment long ainsi que l’adaptation de l’énergie du faisceau aux éléments d’intérêt. Avec de longues périodes d’attente et de grandes cartes, un autre point doit être gardé à l’esprit: lors de mesures couvrant plusieurs heures, la dérive de l’échantillon peut devenir un problème critique. Les fluctuations thermiques (en particulier après le changement d’échantillon ou les grands mouvements moteurs avec une faible dissipation de la chaleur) et l’instabilité des composants mécaniques de l’étape entraînent souvent une dérive de l’échantillon, comme on peut le voir en comparant les positions verticales de la figure 9D et Figure 9B. h) Application 2: XBIC d’une cellule solaire avec XBIV et XRF La figure 10 montre un balayage multimodal d’une cellule solaire CIGS, où la cellule est exploitée en court-circuit mesurant XBIC à la figure 10A, et en état de circuit ouvert mesurant XBIV à la figure 10B. La mesure XRF montrée dans la figure 10C a été prise simultanément avec la mesure XBIV. Pour recueillir suffisamment de nombres de XRF, le temps d’arrêt par pixel était de 0,5 s pour la figure 10B-C par rapport à 0,01 s dans la figure 10A. En conséquence, une fréquence de coupure plus faible dans le filtre à faible passage pour la mesure XBIV pourrait être utilisée par rapport à la mesure XBIC (10,27 Hz vs 501,1 Hz, tous deux avec le roulis 48 dB/oct). Pour les seules mesures XBIV, nous aurions pu utiliser les mêmes réglages de filtre de temps d’occupation et de faible passage que pour la mesure XBIC avec un rapport signal-bruit similaire. Cependant, il était globalement plus efficace en temps de combiner XBIV avec des mesures XRF avec la mesure XRF régissant le temps d’arrêt, que d’effectuer des mesures séparées XBIV et XRF. En comparant la figure 10A, et la figure 10B, nous notons que le courant court-circuit , mesuré comme XBIC, et la tension du circuit ouvert , mesurée comme XBIV, sont corrélés : de grandes zones à haut et à faible rendement sont visibles dans les deux modes de mesure. Cela indique que les variations d’épaisseur locales et/ou la recombinaison dominent la performance ici, plutôt que les variations de bandgap, ce qui conduirait à des tendances opposées dans XBIC et XBIV28. De plus, en tenant compte de la figure 10C, on peut voir que certaines zones à faible rendement, comme le taux de numération de Cu, sont corrélées avec le taux de comptage Cu, alors que le rendement n’est pas corrélé avec le taux de comptage cu dans d’autres domaines. (i) Application 3: XBIC et XRF d’un Nanowire Au-delà des cellules solaires, les nanofils contactés24 ou nano-feuilles, ainsi que les points quantiques, sont d’autres exemples de DUT qui peuvent bénéficier de verrouillage des mesures XBIC amplifiées. Pour la démonstration, la figure 11A montre la distribution élémentaire des mesures XRF, et la figure 11B la carte XBIC correspondante d’un nanofil CdS. Les deux contacts établis avec Pt et le fil CdS sont clairement distinguables, et le signal XBIC montre une réponse électrique correspondante. Particulièrement remarquable est le fait que XBIC peut dévoiler la performance électrique du nanofil sous le contact Pt, qui est unique aux nanosons à rayons X et attribuable à la profondeur de pénétration élevée des rayons X durs. La complémentarisation de la composition des matériaux et des propriétés électriques du nanofil démontre de façon exemplaire les avantages des mesures multimodales des rayons X. Figure 1 : Configuration des mesures de courant induitparparépar par le faisceau de rayons X (XBIC) sur un appareil en cours d’essai (DUT). Le chemin de faisceau est représenté en rouge. Les formes vertes indiquent la fluorescence de rayon X facultative (XRF) et les détecteurs de secteur pour des mesures multimodales, le jaune indique la lumière facultative de biais. Les composants matériels pour les mesures XBIC sont de couleur noire, tandis que les trajectoires de signal XBIC sont bleues avec des sorties de signal et des entrées indiquées sous forme de cercles remplis et vides, respectivement. Avant l’acquisition de données (DAQ), le signal DC (courant direct) et AC (courant alternatif) est converti d’une tension à une fréquence (V2F). Pour les chemins de signalisation alternatifs, nous nous référons à une partie (a) de la section de discussion. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre. Figure 2 : Exemple d’un support d’échantillon cinématique optimisé pour les mesures multimodales de microscopie à rayons X, y compris le courant induit par le faisceau de rayons X. De minces fils de cuivre sont montés sur les contacts avant et arrière d’une cellule solaire Cu(In,Ga)Se2 (CIGS) avec de la peinture argentée, et connectés aux contacts PCB. Le ruban polyimide est utilisé pour séparer les fils, évitant ainsi le court-circuit de l’échantillon. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre. Figure 3 : Réponse préamplifiée des cellules solaires à l’irradiation avec la lumière de biais et le faisceau modulé. Rangée supérieure sans lumière de biais, rangée inférieure avec la lumière de biais : A et D – faisceau outre de ; B et E – faisceau sur; C et F – zoomez sur le rectangle rouge de B et E. S’il vous plaît cliquez ici pour voir une version plus grande de ce chiffre. Figure 4 : Réponse des cellules solaires après pré-amplification avec trois temps d’élévation différents du filtre (10 degrés – bleu, 100 s – rouge, 1 ms – vert) dans le préamplificateur. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre. Figure 5 : Traitement du signal par l’amplificateur de verrouillage31. est l’entrée de signal du DUT et est le signal de référence de l’hélico. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.    Figure 6 : Amplitude RMS amplifiée par verrouillage avec des fréquences de coupure de filtre à faible passage 466,7 kHz (bleu), 1 kHz (violet), 10,27 Hz (rouge) et un arrêt constant du filtre 48 dB/oct. Le DUT était une cellule solaire Cu(In,Ga)Se2 avec (A, B, C, D) et sans (E, F, G, H) lumière de biais appliquée. Les heures où le faisceau de photon haché a été allumé et éteint sont indiqués dans les figures comme des lignes verticales pointillées. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.   Figure 7 : Effet des réglages de filtre à faible passage dans l’amplificateur de verrouillage. A – Atténuation par le filtre à faible passage dans le domaine de fréquence pour deux constantes de temps (ms et ms) et pour les commandes de filtre 1 à 8. B – Réponse de signal transmise du filtre de passage bas dans le domaine de temps, dans les unités du temps constant, pour les ordres de filtre 1 à 8 sur le changement d’étape-comme du signal d’entrée de 0 à 1 au moment 0 et de 1 à 0 à la fois. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.   Figure 8 : Mesure de balayage de mouche d’une cellule solaire Cu(In,Ga)Se2 à la ligne de faisceau P06 à PETRA III, prise à 15.25 keV d’énergie de photon avec un flux focalisé d’environ ph/s. L’AP a   été utilisé avec 106 V/A, et le LIA avec Hz (48 dB/oct). A – temps d’habiter, B – flux de photon, C – faisceau de rayons X induit le courant (XBIC); Carte XBIC normalisée à: D – temps d’attente, E – flux de photon normalisé à sa valeur médiane, F – temps d’attente et flux photon normalisé. G – signal XBIC normalisé après conversion du taux de comptage au courant à l’aide d’Eq. (1). Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.  Figure 9 : Mesures du courant induit par faisceau x (XBIC) et de la fluorescence des rayons X (XRF) d’une cellule solaire Cu(In,Ga)Se 2, prise à la ligne de faisceau ID16B à l’installation européenne de rayonnement synchrotron avec un flux focalisé de l’ordre de ph/s. Le PA a été utilisé avec V/A, le LIA avec Hz (48 dB/oct). L’énergie du faisceau était de 10,4 keV, la fréquence de l’hélico était de 1177 Hz, et le filtre à faible passage coupé à 40 Hz. Le temps d’assise était de 100 ms et la taille du pixel était de 40 nm x 40 nm. Les cartes A, B, E et F ont toutes été prises en même temps; C et D sont repris après 50 min et 113 min, avec 50 mV avant et la tension de biais inverse appliquée, respectivement. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.       Figure 10 : Mesure multimodale d’une cellule solaire Cu(In,Ga)Se 2, prise à la ligne de faisceau P06 à PETRA III avec un flux focalisé d’environ ph/s. L’énergie du faisceau était de 15,25 keV, la fréquence de l’hélico était de 8015 Hz, et la taille du pixel 50 nm x 50 nm. A – Rayon X faisceau induit courant (XBIC) mesurée avec un temps d’arrêt de 0,01 s, un PA avec 106 V/ A, et une LIA avec Hz (48 dB/oct); B – Tension induite par le faisceau de rayons X (XBIV) couvrant la même zone que le panneau A, mesurée avec un temps d’arrêt de 0,5 s et une LIA avec Hz (48 dB/oct); C – Taux de comptage Cu à partir d’une mesure de fluorescence des rayons X (XRF), prise simultanément avec la mesure XBIV. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.          Figure 11 : Mesure multimodale d’un nanofil CdS avec contacts Pt, prise à la ligne de faisceau 26-ID-C de la source de photon avancé avec une énergie de faisceau de 10.6 keV. A – Distribution de Pt et de Cd à partir d’une mesure de fluorescence aux rayons X. B – Mesure induite par le faisceau de rayons X (XBIC) prise simultanément avec la mesure XRF, sans amplification de verrouillage. Veuillez cliquer ici pour voir une version plus grande de ce chiffre.  Tableau 1: Pour les filtres RC discrets des commandes 1 à 8, le produit du temps constant et la fréquence, à laquelle le signal est atténué de 5% (), 50% (), et 95% (), , est constant et donné dans la partie supérieure . Dans la partie inférieure, le délai est donné, danslequel lesignal atteint 5%( ), 50% ( ), et 95% ( ), dans les unités du temps constant et de la fréquence de coupure inverse . S’il vous plaît cliquez ici pour télécharger ce fichier Excel. XBIC XBIC EBIC (EBIC) LBIC (LBIC) Capacité multimodale ++ + + Résolution spatiale ++ ++ – Profondeur de pénétration ++ — + disponibilité — – + Dommages de l’échantillon – — ++ Tableau 2 : Évaluation qualitative du courant induit par le faisceau de rayons X (XBIC), du courant induit par le faisceau électronique (EBIC) et du courant induit par le faisceau laser (LBIC).